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功率因数较正(PFC)的几个问题

发布时间: 2013-04-05 13:26:42     来源: EDA中国

功率因数较正(PFC)的几个问题

功率因数较正(PFC)的几个问题

1 问题的提出

  目前220v市电输入的开关电源,都是采用桥式整流后电容滤波的形式。如果是110V则一般用倍压整流。其基本连接如图1所示。由于Uc的存在,只有当市电的峰值超过它时二极管D才会导通,给负载提供能量。其他时间段D都是截止的,见图2。50Hz正弦波的半个周期是10mS,而这里D的导通时间只有(2~3)mS。故其峰值系数(峰值与其有效值之比)一般≥3,而正弦波形的峰值系数为1.414。

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  输入电流形成50Hz的脉冲,其总谐波失真THD可达120%,即所有高次谐波(频率为50Hz的n倍,n=2~∞),电流之和的均方根幅度超过了基波I1的幅度。功率因数由式(1)计算,式中Φ是电流和电压之间的相位角差。而THD的计算式见式(2)。

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  总谐波失真THD当然可以用频谱仪测量各次谐波的幅度再用公式计算,但是这很麻烦。一般都是用失真度计测量,测量范围一般可以从100%~0.01%。失真度计工作时是滤除基波,测量剩下的电压幅度值再和基波相除就得到总谐波失真THD。

  功率因数PF的测量一般采用电能质量测试仪,比如杭州远方生产的PF9800 。这种仪器应该是同时测量出COSΦ和THD,经过运算得出PF值。由于谐波电流非正弦波,需要用真有效值表来测量。如果仪器内的真有效值表不到位,测出的PF值就会产生较大的误差。由于电流的峰点出现在电压的峰值处,Φ≈0,所以COSφ≈1。

  当输入电流没有失真时THD=0,PF就是1,而THD>0时PF<1。通常市电经桥式整流、电容滤波后的PF约为0.6~0.7。滤波电容和母线等效负载电阻的乘积越大,整流管的导通时间就越短,故其峰值系数就越高,THD越大,所以PF值越小。

  2 危害

  由于谐波电流的幅度超过了基波的幅度,而它不做功只会使导线发热,消耗能量。

  三相基波电流各相的相位差为120°,而谐波电流的相位很复杂,和基波电流合成后的电流彼此之间的相位会改变,三相的相位差不再是120°,造成三相不平衡。而不平衡的直接后果就是中线电流增加,严重时会烧毁变压器。下面举三个例子给予说明。

  ⑴输入调压器的异常。本人2000年以前开发的开关电源都不带PFC,开关电源输出的直流加1. 5kW负载(那时没有真有效值表,无法确定其输入VA)时,5kVA的调压器就发出相当大的哒哒声(注意:不是嗡嗡声),当负载增加到2.5kW时,调压器的震动让人无法忍受。而开关电源加入PFC后,加3kW的直流负载时,调压器发出比较大的嗡嗡声,完全不影响工作。

  ⑵500kVA的三相变压器不能够带80kW的开关电源负载。浙江某厂在90年代开发出一种1kW开关电源,用户要求80台同时老化。虽然是按三相均分的,但总烧中线保险丝,如果把保险丝电流加大,变压器发出异常声音,并有烧毁的迹象。不得已放弃同时老化

  ⑶浙江富阳某电镀厂,购进一台12V/10kA的可控硅整流电源。开机时全厂所有电子系统全部失灵,专家指出只能加有源功率因数补偿设备。但是,相应的设备比这台电源还要贵,难以承受。

  3 怎么来修正输入电流的波形

  上面分析了危害的根源是输入电流的非正弦化,原因是在有滤波电容时二极管的导通只在输入电压的峰点出现。如果二极管前的电压能够始终保持高于电容上的电压,就能够使二极管在整个半周期内都导通。可以用一个和桥式整流输出相反的补偿波形与其叠加,如图3所示来实现。如果输入电压是220V有效值、输出的直流电压正好是输入电压的峰值311V时, 这补偿电压UL的波谷可到零。一般为了在市电较高时PFC电路也能够正常工作,取输出直流电压为380V~400V,这样该补偿波形在输入电压为交流220V时就带有直流成分70V~90V。

  具体电路见图4,由电感L、开关K、升压二极管D2构成的Boost电路产生这个UL补偿波形。

  图中的开关K是由整流后的馒头波和输出电压二者共同控制,是相乘的关系,所以要用到乘法器M。在UC-3845中还加入了前馈电路,即控制开关的脉冲宽度反比于输入电压。所以,以上的乘积还要用除法器去除前馈电压。这样在输入电压大幅度变化时效果比较好。

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  相对于50kHz~100kHz的高频开关频率而言,100Hz馒头波的一小段可以看做是固定不变的量,所以开关管的驱动脉冲有一个对应的脉冲宽度,如图5所示。馒头波的波峰(正弦波的峰点)就是补偿波形的波谷,此时对应的高频脉冲的宽度最窄;反之,馒头波的波谷(正弦波过零点时)就是补偿波形的波峰,对应的脉冲宽度最宽。要注意的是:图5是一个示意图,上下的脉冲并非一一对应的关系。补偿电压UL波形的一小段,对应下面的的驱动脉冲可以同宽度的重复上千个,所以时间轴的单位不同。

  简单的DCM电路由于其电感电流跟随输入电压变化,即其峰点的包络线是和输入电压一致的,所以无需乘法器,开关器件只要受输出电压控制即可。

  采用乘法器的PFC电路,其输入电流跟随输入电压的效果很好。用UC-3854芯片做的输出kW级的PFC电路,其输入电流和输入电压分别用双踪示波器的Y1、Y2显示时,二者的波形基本上能够重合,用失真仪实测其输入电流的THD≤2%。按公式计算为PF>0.999 。

  4 几种基本模式的特点

  ⑴ DCM模式

  储能电感里电流不连续导通,如图6(a)所示。

  其优点是,电感里的电流幅度能够自动跟踪输入电压,所以能够实现输入电流的正弦化。只需要输出电压的一个反馈环路,所以控制芯片成本低。而且由于电感里的电流每次都降到零,能量全部释放光。即当开关管导通前,流过升压二极管的电流已经为零,不存在反向存储电荷,所以对该二极管的反向恢复时间要求不高。

  缺点是,同样输出功率时这种模式的开关管峰流最大;储能电感里的高频电流幅值亦大,使电感的损耗比较大;另外,它的工作频率是随输入电压和负载而变化的,不利于输入滤波器的设计。所以,一般用在输出100W以下的电路中,适合电子镇流器等小功率的场合。

  ⑵ CRM模式

  储能电感里电流临界导通,如图6(b)所示。

  在控制芯片中设有电感电流过零检测电路,以保证电感里能量释放完后,开关管才导通。所以,同样对升压二极管的反向恢复时间要求不高。但是它需要简单乘法器才能够保证输入电流的正弦波化。DCM的优点和缺点它都有,只不过程度不同而已,故适应的负载范围也差不多。

  ⑶ CCM模式

  储能电感里电流是连续的,如图6(c)所示。

  最大特点是储能电感里电流变化量小。在开关管截止后,电感开始释放能量,一般设计是在电流只减少20%就停止,开关管导通再蓄能。所以,同样输出功率这种模式储能电感里的高频损失最小,适合做大功率。相应的缺点是,需要乘法器来完成输入电流的正弦波化,故控制芯片复杂成本高。另外,最大的缺点是在开关管导通、升压二极管要转入截止时,由于电感里的电流只减少了20%,故还有相当大的电流流过升压二极管,在二极管内存储了反向电荷,这些电荷的释放产生的反向恢复电流,不但造成二极管和开关管的损耗而且形成了EMI干扰。因此对该二极管的反向恢复特性要求很高。

  5 功率的分配

  PFC电路输出的功率由两部分组成:一部分由市电整流后的馒头波直接提供,另一部分是由Boost电路产生的补偿波形部分。由于后者在产生时有效率问题,所以这部分所占的比例越多,总效率就越低。而PFC电路输出电压是稳压的,因此输入电压越低总效率也越低。

  比如输出400V/1A时,输入电压为220V时Boost电路产生的功率为89W。当采用一般的MOS-FET和快恢复二极管时效率为94%~95%。而输入电压为110V时,如果还输出400V,Boost电路产生的功率就要提高到245W,效率就只有91%~92%了。所以输入电压不同,PFC电路的元器件的选用是不一样的。

  6 升压二极管的选用

  PFC的设计中最关键的就是升压二极管D的选择。它接在滤波输出电容C和开关管K之间,当K关断时,电感L里的能量释放,D导通给C充电和给负载提供能量。这时有正向电流IF流过D。当K导通给L储能时,D被反偏。理想的二极管应该立刻关断,只剩下漏电流。但由于D在正向电流流过时,内部存在由载流子形成的电荷Qrr,反偏时它们不能马上消失,而反向流动形成反向恢复电流Irr,如图7所示。要把这些反向恢复电荷Qrr都释放完毕,该二极管才能够截止。该释放时间就是反向恢复时间trr。不要小看二极管这几十nS的反向恢复时间,它对PFC等在高频工作的电路造成的干扰、损耗是决不能忽视的.。

  快恢复二极管指标中一般都标出trr,有的同时标出Qrr。但是不同的厂家测试条件不同,所以不能够直接比较。只能够通过测量来进行比较。现在有这种成品的trr、Qrr测试仪器;亦可用方波发生器配合高频示波器测量二极管的电流波形,直接显示其反向恢复特性。

  7 新的技术动向

  ⑴ 采用交错并联PFC技术

  该技术采用两套电路其驱动脉冲相隔180°互补工作,输出端通过升压二极管并联。其优点如下。

  ① 输入电流的频率加倍、峰值减半,使EMI的强度减半,便于输入滤波器的设计。

  ② 输出纹波的频率加倍、峰值减半,在没有输出电压保持时间(一般为20mS)的要求时,输

  出滤波电容的容量可以减半。

  ③ 储能电感的电感量减半,总效率最多可以提高半个百分点。

  以上第一个优点是最重要的,因为EMI的处理是开关电源设计中最棘手的问题。

  由于交错并联PFC技术的优越性,已经有多家IC公司(如TI(德州)、安森美、仙童)推出相应的控制芯片,如TI推出的UCC28060、UCC28070等可以用于CRM及CCM电路模式。这种交错并联PFC技术尤其适合大功率输出。

  ⑵ 采用COOLMOS

  由于它的导通电阻比同级其他管子要小,所以导通损耗小。比如英飞凌的第三代SPP20N60C3,耐压是650V,20A导通电阻为0.16Ω,而相应的IXYS公司的IXTH20N60是600V ,20A其导通电阻为0.35Ω,相差一倍多。所以导通损耗明显减小。

  ⑶ 采用SiC材料的Schottky二极管

  它几乎没有反向恢复电荷,所以开关损耗小。如果再配上COOLMOS的开关管,据报道在输入市电220V、输出380V直流时效率可达到97%以上,同时由于没有反向恢复电流的瞬变引起的干扰,EMI较小。

  ⑷ 改善动态响应

  PFC电路为了使100Hz纹波不反馈回PWM控制器,反馈环路的频响都很窄。典型的是10Hz。这样当负载跳变时,无法得到电路快速的响应。使输出电压发生陡升或陡降。为了克服该缺点,比如如英飞凌的ICE2PCS02,当输出电压变化超过±5%时芯片会跳过慢速的补偿放大环节,直接启用内部的非线性模块改变占空比使输出电压迅速恢复正常。

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